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用DXANALOG进行舵机控制电路的仿真
作者:中国空空导弹研究院 郑维斌
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PCB/其它元器件展厅
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1 引言

舵机控制电路用于接收目标位置误差信号和舵偏角信号,输出脉宽调制形式的电机驱动电流来使舵朝相应的方向转动。从电路结构上按信号流程顺序可以分为比例微分积分(PID)部分、脉宽调制(PWM)控制器部分、光隔和功率场效应管输出(P-MOSFET)部分这三大部分。其工作原理是:由图像处理部分送来的误差信号以及舵偏角反馈信号经过PID 电路后送入PWM 电路,控制PWM 电路中的两路输出脉冲的占空比,由于两路信号分别控制电机的正、反向电流总量,因此占空比决定了舵偏角的最终转动方向及速度,舵偏角信号又经电位计反过来形成反馈电压,与输入的误差信号一起做为输入来经PID 调节。

2 模型准备

Dxanalog 是基于SPICE 模型的仿真器,它与MENTOR 的原理图工具紧密结合在一起,相当于在Dxdesigner 里增加了几个工具条,设置、仿真、加模型、看波形、帮助等点一个按键就可进入,使用非常方便。

对电路仿真首要的是要找全元器件的仿真模型,没有的模型有的可以根据器件手册建立,电路中的功率管就是通过查数据手册并利用Dxanalog 中有一个不错的手动建模工具SPICEMOD 建立的(使用时要注意建立好自己的LIB 后先要在每个模块前后加5 个星号,并在..\2004\sim\viewanalog\sn 下的lib.@@@中加入自建库所在目录,最后调用MakeDB)。有个别库里的模型需要修改,比如库里UC1637 的SPICE 模型只适合于0V 以上的供电压,电路中用的是±15V 电压,因此要对其模型文件做适当的修改才能用。

如:B1 16 8 V=V(1) < (V(2)+(V(25)*.001)) ? 5 : 0改为B1 16 0 V=V(1) < (V(2)+(V(25)*.001))? 5 : 0 即改变了工作参考点

3 仿真过程

3.1 比例微分积分(PID)电路部分仿真

PID 部分仿真电路如图1 所示。

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图1 比例微分积分仿真电路图

该部分的输入为VIN(图像处理部分送来的误差信号),先通过一个9 倍的放大再进行微分、积分,舵偏角反馈经过两级运放共约3 倍放大与VIN 一起送入前级放大。

仿真设置为:舵偏角反馈输入V1I375=0V,误差信号输入V1 为一个PWL 形式的仿真波形文件,如下图图4 所示的VIN,编写的波形为每100ms 变化一次,每次变化幅度0.3V~0.6V。瞬态、步长为1μs,分析时间700ms。仿真选项为ITL1=300,ITL2=100,ITL4=500,METHOD=GEAR,RELTOL=0.001,RSHUNT=1E12。

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图2 PID 电路仿真波形1(慢变化、原电容

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图3 微分脉冲波形

从图中可清楚地看出输出V0 对输入VIN 在10Hz 左右的变化速度下具有很好的的微分和积分响应效果。上右小图图3 是输入由-0.3V 跳至0.3V 时的微分脉冲的局部放大,宽度为3.5ms,约相当于9 倍PWM 脉冲周期,脉冲的宽度和输入变化的幅度也有关系,比如输入由0.3V 跳至0V 时的脉冲宽度约为1.6ms。

下面是另一种输入波形。仿真设置为:GMIN=10n,ITL4=500,RELTOL=0.01,ALTINIT=-10;步长1μs,分析时间1s。

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图4 PID 电路仿真波形2(慢变化、原电容)

从软件上可测得初始输出零漂移40mV。

将输入的PWL 波形改为大至每10ms 变化一次,这时的仿真波形如下图图5:

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图5 PID 电路仿真波形3(快变化、大电容)

可以看出微分效果过于明显而积分效果基本上没有。我们再将两电容都改小为0.22μF 后的波形如下图图6:

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图6 PID 电路仿真波形4(快变化、小电容)

可以看出微分和积分效果都较明显,微分脉冲宽度在700μs 至1.5ms 之间,即可以包含2 至4 个PWM 脉冲周期。这说明针对不同变化速度的特点,舵机控制部分可以适当调整PID 电路参数,通过实验选择出最佳参数值。对于改小后的参数,下图图7 为其交流分析波形:

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图7 PID 电路小电容交流分析图

在1 至100kHz 内,输出频率响应在22.5dB 至36.8dB 之间,最低点在35Hz。而对于原图上的电容参数的交流响应如下图图8:

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图8 PID 电路原电容交流分析图

交流响应在19.3dB 至33.8dB 之间,最低点在6.4Hz。

3.2 对PWM 控制器部分的仿真

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图9 PWM 信号控制电路仿真图

该部分电路输入信号是PID 电路的输出,原理上在无信号输入时(输入电压为0V)输出两路占空比一样、周期也一样的±15V 的脉冲,有输入时将改变两路输出脉冲的占空比,但基本保持死区时间不变。

图中仿真参数设置为:瞬态、步长500ns、分析时间2ms、仿真选项 ITL4=15、RELTOL=0.005。仿真输入输出波形如下图10 所示。

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图10 PWM 控制电路仿真波形图

在原电阻、电容参数设置下,软件中测得AOUT 和BOUT 的周期为380μs,高电平+14.52V 时间为150μs,低电平为-14.98V,死区时间(两路高电平间的空隙)为40μs。对于零误差输入(相当于图中的V3 为0 时),VB 点零漂移为-3.8mV。通过改变输入的控制信号可以改变两路脉冲输出信号的占空比,原理上CT 网络的电压应在-5V 至+5V 之间变化,仿真结果是-4.95V 至+4.92V ,由于死区电压为VC 的-1V 至VA 的+1V,内部运放的放大倍数为1,即Vb=Vnea;仿真结果为当大于4.2V 或小于-4.2V 时就会有一路无脉冲输出,大于6.4V 或小于-6.4V 时两路都无输出,所以输入控制信号的最大变化范围定为±6.4V 就可以满足电路功能上的要求。

3.3 对功率输出部分的仿真

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图11 功率输出部分仿真电路图

图11 中的PNP 管X5 和NPN 管X8 构成AOUT 为高电平、BOUT 为低电平时的功率输出通路,电流方向从上至下;PNP 管X9 和NPN 管X2 构成BOUT 为高电平、AOUT 为低电平时的功率输出通路,电流方向从下至上。仿真参数设置为:V1I411为DC=0V,步长100ns,分析时间2ms。仿真选项ITL4=15, RELTOL=0.005。电机参数取0.3mH 和3Ω。

仿真波形如图12 所示,由于V1I411 为DC=0V,两路脉冲占空比相等,图12 中i(r1i381)为电机电流。

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图12 功率输出部分仿真波形

在仿真软件中对输出波形进行测量,四个齐纳二极管的反向电流为6mA,说明这四个稳压管已经开始起稳压作用。光耦打开时R1I272 和R1I290 的功率为340mW,由于最大占空比有可能达到100%,因此选这两个电阻时应选0.5W 或更大的电阻。D7 和D8 管的非正常性的过冲电流达到27mA(如下左图13),也远小于稳压管110mA 的最大工作电流;过冲很可能是由于另一路MOSFET 管关断时电机电流反向变化造成节点电压突然改变因起的,从电机两端的两个节点(X5D_X2D 和X8D_X9D)的电压上来看没有什么过冲,过冲电流都被旁路的电容电阻吸收了(如下中图14 和下右图15),电容的瞬间功率可达到13W 的峰值,半峰宽度在3~6μs 之间,电阻的瞬间功率可达到12W 的峰值,半峰宽度在1~2μs 之间,选这两个电容电阻时应考虑瞬态功率问题。

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电机电流最大为±12.2A ,远小于两种功率MOSFET 的最大连续漏电流25A,因此功率仿真没问题。电机电流比总图仿真时16.74A 的峰值电流小是因为这里的仿真没有加入舵偏角电压量,没有出现一路信号没有的情况,电流方向在不停变化,使电机电流无法达到最大值。

对电机电感进行参数扫描,当电感在0.3mH~2.1mH 之间逐渐增大时,电机电流会明显减小,2.1mH 时最大电流减至2A。改变±27V 之间的去耦电容电阻对电机电流的波形只有极其微小的影响。

另外由于两路脉冲的死区间隙约为40μs,远远大于两种功率MOSFET 的160ns 的最大开启或关断时间,也远大于光耦10μs 的最大开关时间,两组功率输出通路不会同时导通,因此从原理上不可能会出现同时导通而烧坏功率MOSFET的现象。图11 中的R1I369 和R1I371 是设定死区时间的,一定要可靠。当光耦或PWM 控制器等器件损坏,使一路常开,从而使另一路开启时电流不经过电机而直接从常开的那路流过,这时也会出现极大的电流烧坏功率MOSFET。

提高PWM 信号频率电机峰值电流会减小。由于参数扫描图太大就不贴于此,描述几组数据:当电容减小为 22nF 时,PWM 信号周期为220μs,电机峰值电流为7.3A;当电容增大为56nF 时,PWM 信号周期为570μs,电机峰值电流为14.87A;当电容增大为100nF 时,PWM 信号周期为1ms,电机峰值电流为16.47A;当电容增大为200nF 时,PWM 信号周期为2ms,电机峰值电流为16.67A;电流峰值总是出现在脉冲关断时,因为这时电流还在上升。峰值电流极限值是16.74A。

4 仿真总结

经仿真,认为舵机控制电路原理通畅,设计可靠,关健元器件选用合理。

a) 可根据误差信号变化快的特点通过实验适当调整PID 电路参数;

b) 误差信号减去放大后的舵偏角信号只要达到0.1V 就会使PID 电路微分出饱和电压,之后以曲线形式向回靠。饱和电压越大,回靠过程中电压处在6.4V(PID 电路输出到PWM 电路使其两路输出脉冲都没有时的电压,这时PWM 信号一路长为高,一路长为低,电机处于最大偏向电流状态)之外的时间就越长;保持时间随跳变的幅度变化很大,跳变0.1V 时达到饱和电压的时间是200μs,跳变0.6V 时达到饱和电压的时间是5ms。目前给误差的输入范围是±10V,两帧间误差信号很容易就会有0.1V 的变化,由于机械方面的惯性短时间内根本不会反应到舵偏角反馈信号上,使得电机可能会有一半以上时间都会工作在最大偏向电流状态,因此可以考虑将PID 饱和输出电压调低至6.4V 左右,这样在控制上可以好一些地反映出两帧间不同幅度的误差信号电压跳变,提高可控制性;

c) 提高PWM 信号频率可提高控制精度,当然前提是电机必须能够反映够快,

目前的控制周期是380μs,频率越高电机峰值电流越小;

d) 可根据需要对功率输出部分的稳压管、电阻参数做调整,经仿真选用工作电压大的稳压管时电机峰值电流没有改变;选电机旁路电容、电阻时要注意其功率参数;紧连于光耦发射端的电阻的功率最好选为0.5W 或更大的。

5 结束语

本文通过对部分舵机电路进行仿真给出一定的结论和建议,对于舵机控制有一定的指导、参考意义。由于软件快捷的仿真与方便的波形观测功能,使得仿真时得以精确测量出波形与量值的变化,实际证明Dxanalog 是一款不错的软件。(end)
文章内容仅供参考 (投稿) (如果您是本文作者,请点击此处) (10/13/2011)
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