在70年代晚期推出MOSFET之前，晶闸管和双极结型晶体管(BJT)是仅有的功率开关。BJT是电流控制器件，而MOSFET是电压控制器件。在80年代，IGBT面市，它仍然是一种电压控制器件。MOSFET是正温度系数器件，而IGBT则不一定。MOSFET是多数载流子器件，因而是高频应用的理想选择。将直流电转换为交流电的逆变器，可以在超声频率下工作以避免音频噪声。相比IGBT，MOSFET还具有高抗雪崩能力。在选择MOSFET时，工作频率是一个重要因素。相比同等MOSFET，IGBT具有较低的箝位能力。在IGBT和MOSFET之间选择时，必须考虑逆变器输入的直流总线电压、功率定额、功率拓扑和工作频率。IGBT通常用于200V及以上的应用，而MOSFET可以用于从20V到1000V的应用。虽然飞兆半导体公司拥有300V的IGBT，但MOSFET的开关频率却比IGBT高出许多。
较新型的MOSFET具有更低的传导损耗和开关损耗，在直到600V的中等电压应用中正在取代IGBT。设计替代性能源电力系统、UPS、开关电源(SMPS)和其他工业系统的工程师正不断设法改进这些系统的轻载和满载效率、功率密度、可靠性和动态性能。风能是增长最快的能源之一，一个应用实例就是风力机叶片控制，其中使用了大量的MOSFET器件。通过迎合不同的应用需求，特定应用的MOSFET可以帮助实现这些改进。
其它需要新型和特定MOSFET解决方案的近期应用，包括易于安装在家庭车库和商业停车场的电动汽车(EV)充电系统。这些EV充电系统将通过光伏(PV)太阳能系统和公用电网运行。壁挂式EV充电站必须实现快速充电。对于通信电源而言，PV电池充电站也将变得重要。
三相电机驱动和UPS逆变器需要相同类型的MOSFET，但PV太阳能逆变器可能需要不同的MOSFET，如Ultra FRFET MOSFET和常规体二极管MOSFET。最近几年，业界大量投资PV太阳能发电。大多数增长开始于住宅太阳能项目，但较大的商业项目正在出现：诸如多晶硅价格从2007年400美元/千克跌落至2009年70美元/千克等事件，都促进了巨大的市场增长。
正在普及的并网逆变器是一种将直流电转换为交流电并注入现有公用电网的专用逆变器。直流电源由可再生能源产生，比如小型或大型的风力机组或PV太阳能电池板。该逆变器也被称为同步逆变器。仅当连接至电网时，并网逆变器才会工作。今天市场上的逆变器采用了不同的拓扑设计，取决于设计的权衡要求。独立式逆变器采用不同设计，以按照整、滞后或超前功率因数供电。
对PV太阳能系统的市场需求早已存在，因为太阳能可以帮助降低高峰电力成本，能够消除燃料成本的波动性，可为公用电网提供更多的电力，还可作为“绿色”能源进行推广。
美国政府已经设定了目标，要求国家电力的80%来自绿色能源。原因如上所述，结合美国政府的目标，PV太阳能解决方案已经成为一个不断增长的市场。这带来了对MOSFET器件不断增长的需求。如果优化不同拓扑的MOSFET器件，终端产品的解决方案可实现显著的效率提升。
高开关频率应用需要以牺牲RDSON为代价来降低MOSFET的寄生电容，而低频应用却要求以降低RDSON为最高优先级。对于单端应用，MOSFET体二极管的恢复并不重要，但对于双端应用却非常重要，因为它们需要低tRR、QRR和更软的体二级管恢复。在软开关双端应用中，这些要求对于可靠性极其重要。在硬开关应用中，随着工作电压增加，导通和关断损耗也将增加。为减少关断损耗，可以根据RDSON来优化CRSS和COSS。
MOSFET支持零电压开关(ZVS)和零电流开关(ZCS)拓扑，不过IGBT却仅支持ZCS拓扑。通常，IGBT用于大电流和低频开关，而MOSFET则用于小电流和高频开关。混合模式仿真工具可以用来设计特定应用的MOSFET。在硅和沟槽技术方面的进展降低了导通电阻(RDSON)和其他动态寄生电容，并改进了MOSFET的体二极管恢复性能。封装技术也在这些特定应用的MOSFET中发挥了作用。
逆变器系统
DC-AC逆变器广泛用于电机驱动、UPS和绿色能源系统。通常，高电压和大功率的系统使用IGBT，但对于低压、中压和高压(12V至400V输入直流总线)而言，通常使用MOSFET。在用于太阳能逆变器、UPS逆变器和电机驱动逆变器的高频DC-AC逆变器中，MOSFET已获得普及。在直流总线电压大于400V的某些应用中，高压MOSFET被用于小功率应用。MOSFET具有一个固有的开关性能很差的体二极管，该二极管通常会在逆变器桥臂的互补MOSFET中带来高开通损耗。在单开关或单端应用(例如PFC、正激或反激转换器)中，体二极管并未正向偏置，因而可以忽略它的存在。低载频逆变器承受着附加输出滤波器的尺寸、重量和成本的负担；高载频逆变器的优势则是更小、更低成本的低通滤波器设计。MOSFET是这些逆变器应用的理想之选，因为它们可以工作在较高的开关频率下。这能减少射频干扰(RFI)，因为开关频率电流分量在逆变器和输出滤波器内部流动，从而消除了向外流动。
针对逆变器应用的MOSFET的要求包括：
特定的导通电阻(RSP)应该较小，来减少导通损耗。器件到器件的RDSON变化应该较小，这有两个目的：在逆变器输出端的DC分量较少，且该RDSON可以用于电流检测来控制异常状况(主要在低压逆变器中)；对于相同的RDSON，低RSP可以减少晶圆尺寸，从而降低成本。
当晶圆尺寸减小时，可以使用非箝位感应开关(UIS)。应该采用良好的UIS来设计MOSFET单元结构，且不能有太多的让步。通常，对于相同的晶圆尺寸，相比平面MOSFET，现代沟槽MOSFET具有良好的UIS。薄晶圆减小了热阻(RthJC)，在这种情况下，较低的品质因数(FOM)可以表示为RSP×RthJC/UIS。3.良好的安全工作区(SOA)和较低的跨导。
会有少量栅漏电容(CGD)(米勒电荷)，但CGD/CGS比必须低。适度高的CGD可以帮助减少EMI。极低的CGD增加了dv/dt，并因此增加了EMI。低CGD/CGS比降低了击穿的可能性。这些逆变器不在高频下工作，因而允许栅极ESR有少许增加。因为这些逆变器工作在中等频率上，所以可以允许有稍高的CGD和CGS。
即使在该应用中工作频率已较低，但降低COSS有助于减少开关损耗。同时也允许稍微增大COSS。
开关期间的COSS和CGD突变会引起栅极振荡和较高过冲，长时间后将有可能损坏栅极。这种情况下，高源漏dv/dt会成为问题。
高栅极阈值电压(VTH)可以实现更好的抗噪性和更好的MOSFET并联。VTH应该超过3V。
体二极管恢复：需要具有低反向恢复电荷(QRR)和低反向恢复时间(tRR)的更软、更快的体二级管。同时，软度因子S(Tb/Ta)应大于1。这将减小体二极管恢复dv/dt及逆变器直通的可能性。活跃的体二极管会引起击穿和高压尖峰问题。
在某些情况下，需要高(IDM)脉冲漏极电流能力来提供高(ISC)短路电流抗扰度、高输出滤波器充电电流和高电机起动电流。
通过控制MOSFET的开通和关断、dv/dt和di/dt，可控制EMI。
通过在晶圆上使用更多的丝焊来减少共源电感。
在快速体二极管MOSFET中，体二极管的电荷生命周期缩短，因而使得tRR和QRR减小，这导致带体二极管的MOSFET与外延二极管相似。该特性使得该MOSFET成为针对各种不同应用的高频逆变器(包括太阳能逆变器)的极佳选择。至于逆变器桥臂，二极管由于无功电流而被迫正向导通，这使得它的特性更为重要。常规MOSFET体二极管通常具有长反向恢复时间和高QRR。如果在负载电流从二极管向逆变器桥臂的互补MOSFET转换的过程中，体二极管被迫正向导通了，那么在tRR的整个时间段，电源将被抽走很大的电流。这增加了MOSFET中的功率耗散，且降低了效率。而效率是非常重要的，尤其是对于太阳能逆变器而言。
活跃体二极管还会引入瞬时直通状况，例如，当其在高dv/dt下恢复，米勒电容中的位移电流能够对栅极充电到VTH以上，同时互补MOSFET会试图导通。这可能引起总线电压的瞬时短路，增加功率耗散并导致MOSFET失效。为避免此现象，可连接外部的SiC或常规硅二极管与MOSFET反向并联。因为MOSFET体二极管的正向电压较低，肖特基二极管必须与MOSFET串联连接。另外，还必须在MOSFET与肖特基二极管组合的两端跨接反并联SiC(图1)。当MOSFET反偏时，外部SiC二极管导通，并且串接的肖特基二极管不允许MOSFET体二极管导通。这种方案在太阳能逆变器中已经变得非常普及，可以提高效率，但却增加了成本。
图1：Ultra FRFET MOSFET替代逆变器桥臂中失效的常规FET体二极管
图2：太阳能逆变器中的Ultra FRFET器件与标准MOSFET和SiC解决方案(SiC二极管用作续流二极管)的效率对比
飞兆半导体采用FRFET的UniFET II MOSFET器件是一种高压MOSFET技术功率器件，适合以上所列应用。与UniFET MOSFET相比，由于RSP减小，UniFET II器件的晶圆尺寸也减小，这有助于改进体二极管恢复特性。这种器件目前有两个版本：具有较好体二极管的F型FRFET器件，和具有市场上最低QRR和tRR的U型Ultra FRFET MOSFET。Ultra FRFET型可以省去逆变器桥臂中的SiC和肖特基二极管，同时达到相同的效率并降低成本。图2所示为Ultra FRFET MOSFET、标准MOSFET结构(如图1b所示)和SiC结构(如图1a所示)的效率比较。图3显示了Ultra FRFET UniFET II MOSFET和常规UniFET MOSFET器件之间的二极管恢复比较。在这种情况下，QRR已经从3100nC减少到260nC，并且二极管开关损耗也显著降低。
图3：Ultra FRFET UniFET II MOSFET和常规UniFET MOSFET的体二极管恢复的比较
图4显示相比标准UniFET II MOSFET，采用Ultra FRFET可以减少大约75%的导通损耗。导通传播延迟、电流和电压振铃被减小，串联肖特基二极管的传导损耗也被消除。相比UniFET MOSFET，UniFET II器件还具有较低的COSS，因而开关损耗被减小。
图4：标准MOSFET和具有相同晶圆尺寸的Ultra FRFET UniFET II MOSFET的导通比较
电池供电离线UPS逆变器
在中压应用中，飞兆半导体的PowerTrench MOSFET技术是针对此类逆变器的不错的解决方案。
图5和图6显示了在使用FDP023N08的逆变器应用中，飞兆半导体PowerTrench MOSFET技术的开关性能。如图6所示，相比市场上最好的MOSFET，其关断能量大约降低了30%。同时，相比于相同MOSFET，其开通损耗也降低了约20%，如图5所示。该体二极管具有较低的tRR和QRR。根据表1，低QGD/QGS比提高了逆变器的可靠性。这种MOSFET技术支持离线UPS逆变器。
图5：导通状态下，PowerTrench MOSFET技术和竞争对手最佳80V MOSFET的对比
图6：关断状态下，PowerTrench技术和竞争对手最佳80V MOSFET对比
开关电源市场
通过结合改进的电源电路拓扑和概念与改进的低损耗功率器件，开关电源行业在提高功率密度、效率和可靠性方面，正在经历革命性的发展。移相-脉宽调制-零电压开关-全桥(PS-PWM-FB-ZVS)和LLC谐振转换器拓扑利用FRFET MOSFET作为功率开关实现了这些目标。LLC谐振转换器通常用于较低功率应用，而PS-PWM-FB-ZVS则用于较高功率应用。这些拓扑具有以下优势：减少了开关损耗；减少了EMI；相比准谐振拓扑减少了MOSFET应力；由于增加了开关频率，提高了功率密度，因而减小了散热器尺寸和变压器尺寸。
用于移相全桥PWM-ZVS转换器和LLC谐振转换器应用的MOSFET要求包括：具有较低tRR和QRR以及最佳软度的快速软恢复体二极管MOSFET，这能提高dv/dt和di/dt抗扰性，降低二极管电压尖峰，并增加可靠性；低QGD和QGD对QGS之比：在轻载下，将出现硬开关，并且高CGD*dv/dt会引起击穿；在关断和导通期间，栅极内部较低的分布ESR对ZVS关断和不均匀电流分布有益；轻载下，低COSS可扩展ZVS开关，此时 ZVS开关变为硬开关，低COSS将减少硬开关损耗；该拓扑工作在高频下，需要优化的低CISS MOSFET。
以上应用推荐使用FRFET、UniFET II和SupreMOS MOSFET。常规MOSFET体二极管会引起失效。例如SupreMOS MOSFET FRFET MOSFET(FCH47N60NF)就适用于此拓扑，因为tRR和QRR已有改进。另外，会引起失效的活跃二极管也已改进。
离线式AC/DC
通常，AC电源经整流输入大电容滤波器，且从该电源抽取的电流为大振幅窄脉冲，该级形成了SMPS的前端。大振幅电流脉冲将产生谐波，而引起对其它设备的严重干扰，并减少可以获得的最大功率。失真的线路电压将引起电容器过热、电介质应力和绝缘过压；失真的线路电流将增加配电损耗，并减少可用功率。利用功率因数校正，可以确保符合管理规范，减少因上述应力而导致的器件失效，并通过增加从电源获得的最大功率，改进器件效率。
功率因数校正是一种使输入尽可能变成纯阻性的方法。与典型的SMPS只有0.6到0.7的功率因数值相比，这非常令人满意，因为电阻具有整功率因数。这使得配电系统能够以最高效率运行。
功率因数控制升压开关的要求包括：
低QGD×RSP品质因数。QGD和CGD会影响开关速率，低CGD和QGD会减少开关损耗，低RSP会减少传导损耗。
对于硬开关和ZVS开关，低COSS将减少关断损耗。
低CISS将减少栅极驱动功率，因为PFC通常工作在100KHz以上的某个频率。
高dv/dt抗扰能力以实现可靠运行。
如果需要MOSFET并联，高栅极阈值电压(VTHGS)(3~5V)可以提供帮助，并且其提供的抗扰性可经受dv/dt状况再次出现带来的影响。
动态开关期间，MOSFET寄生电容的突变会导致栅极振荡，而增加栅极电压。这会影响到长期的可靠性。
栅极ESR非常重要，因为高ESR会增加关断损耗，尤其是在ZVS拓扑中。
针对这一应用，推荐使用UniFET、UniFET II、常规SuperFET和SupreMOS MOSFET。FCH76N60N是市场上采用TO-247封装、具有最低RDS(ON)的超级结MOSFET之一。通过SupreMOS技术，设计工程师可以提高效率和功率密度。FCP190N60是最新加入到SuperFET II系列MOSFET的产品。相比SuperFET I MOSFET，RSP改善了1/3，使之成为离线AC-DC应用的理想选择。
次级侧同步整流：同步整流也被称为“有源”整流，它采用MOSFET替代二极管。同步整流用于提升整流效率。通常，二极管的压降会在0.7V至1.5V之间变化，而在二极管中产生较高功率损耗。在低压DC/DC转换器中，该压降非常显著，将导致效率下降。有时会使用肖特基整流器来代替硅二极管，但由于电压升高，其正向压降也将增加。在低压转换器中，肖特基整流无法提供足够的效率，因而这些应用需要同步整流。
现代MOSFET的RSP已经显著减小，并且MOSFET的动态参数也已得到优化。当二极管被替换为这些有源受控MOSFET，便可实现同步整流。如今的MOSFET能够仅有几毫欧的导通电阻，并且可以显著降低MOSFET的压降，即便是在大电流下。相比二极管整流，这显著地提高了效率。同步整流不是硬开关，它在稳态下具有零电压转换。在导通和关断期间，MOSFET体二极管导通，使得MOSFET的压降为负，并引起CISS增加。由于这种软开关，栅极恒压(plateau)转变为零，从而有效地减少了栅极电荷。
以下是对同步整流的某些主要要求：低RSP；低动态寄生电容：这减少了栅极驱动功率，因为同步整流电路通常工作在高频下；低QRR和COSS减少了反向电流，当此拓扑工作在高开关频率下会成为一个问题，在高开关频率下，此反向电流充当了大漏电流；需要低tRR、QRR和软体二极管来避免瞬时击穿并降低开关损耗。导通为零电压开关。在MOSFET通道关断后，体二极管再次导通，当次级电压反向时，体二极管恢复，这将增加击穿的风险。活跃二极管可能需要在每个MOSFET上跨接一个缓冲电路；低QGD/QGS比。
表1说明了PowerTrench MOSFET器件和领先竞争产品之间的性能差异。采用飞兆半导体PowerTrench技术，RSP、COSS、CRSS、和QGD/QGS比均得以降低。PowerTrench MOSFET推荐用于次级有源整流。对于相同RDS(ON)，PowerTrench的晶圆尺寸大约减小了30%，RSP减少了30%，因而在同步整流中降低了传导损耗。表1：PowerTrench MOSFET与最佳竞争产品的对比
 有源OR-ing
最简单形式的OR-ing器件是一种二极管。当OR-ing二极管失效时，将通过不允许电流流入输入电源来对其进行保护。OR-ing二极管允许电流仅以一个方向流动。它们用于隔离冗余电源，因而一个电源的失效不会影响整个系统。消除单点失效，允许系统使用剩余的冗余电源来保持运行。然而，实现这种隔离却有难题。一旦该OR-ing二极管插入到电流路径中，则会产生额外的功率损耗和效率降低。该功率损耗会导致OR-ing二极管发热，因而需要增加散热器，降低系统的功率密度。当二极管关断时，其反向恢复会成为一个问题——该二极管必须具有软开关特性。为克服其中的一些问题，已使用了肖特基二极管。这些二极管和p-n二极管之间的一个重要差异，就是减小的正向压降和可忽略的反向恢复。普通硅二极管的压降介于0.7至1.7V之间；肖特基二极管的正向电压降在0.2至0.55V之间。虽然肖特基二极管在用作OR-ing二极管时，系统的传导损耗降低，但肖特基二极管却具有较大漏电流——这将带来传导损耗。该损耗低于硅二极管。
这个问题的替代解决方案是使用功率MOSFET替代肖特基二极管。这引入了额外的MOSFET栅极驱动器，增加了复杂性。MOSFET的RDSON必须非常小，从而该MOSFET的压降比肖特基二极管的正向压降低很多，这可称为有源OR-ing。现代低压MOSFET的RDSON非常低——即便采用TO-220或D2PAK封装，它也可以低至几毫欧。飞兆半导体采用PQFN56封装的FDS7650，对于30V MOSFET可以小到低于1毫欧。当OR-ing MOSFET导通时，它允许电流以任一方向流动。在失效情况下，冗余电源将产生大电流，因而OR-ing MOSFET必须快速关断。飞兆半导体的PowerTrench技术MOSFET也适用于这种应用。(end)
| 
