现代通信系统经常用双频带带通滤波器来隔离同一网络中的不同工作频带。这种滤波器的传统设计尺寸都比较大，而且需要对两个滤波器应用额外的组合网络。但本文将要详细讨论的双频带带通滤波器设计方法可以做得非常小。它的结构相对比较简单，由两个不对称分离式螺旋谐振器(ASSR)与一条微带线级联而成。由于ASSR固有的螺旋几何特性，ASSR可以完全嵌入在微带线中，因此最终设计的尺寸可以得到最大限度的缩小。本文还对这种创新设计作了进一步分析，并通过一对原型来验证这种设计方法。两个双频带滤波器分别工作在1.16GHz和1.84GHz之间以及1.80GHz和2.45GHz之间。
业界对双频带带通滤波器的微型化设计付出了诸多努力。例如，交叉耦合型滤波器就是一种相对高效的解决方案。在这种设计方法中，一个带双谐振频率响应特性的等长开口环谐振器被用作该滤波器的设计基础。在一个实例中，交叉耦合型双频带带通滤波器是使用4个谐振器合成的，为了获得合适的耦合系数，必须仔细调校这些谐振器的相对位置。遗憾的是，使用4个谐振器会导致插损性能降低，并且很难实现紧凑的尺寸(特别是横截面尺寸)。
另外一种方法是将一个开环谐振器和一根并联开路短截线用作紧凑型双频带带通滤波器的设计基础。这里设计和制造的是三个优化了带外抑制性能的双频带滤波器。在这些原型中，第二个通带可以通过调整特定并联开路短截线的位置和长度进行控制。另外还有一种基于弯曲阶梯阻抗谐振器(SIR)的微型平面双频带带通滤波器。这种滤波器的双频带响应取决于SIR的主要几何参数，而紧凑尺寸是通过整合U型SIR和最新耦合机制实现的。有种微型双频带带通滤波器也是使用短的和开路的四分之一波长SIR的组合式耦合结构实现的。总之，这些不同的双频带滤波器设计方法都依赖于一个具有双谐振模式的基本单元。
本文提供了创建紧凑、双频带带通滤波器的不同设计方法。在这种新方法中，滤波器由两个通过微带线连接起来的级联式ASSR组成。这些ASSR是单平面双螺旋谐振单元和对称分离型螺旋谐振器的改进版本。由于其特殊的几何特性，这种ASSR可以完全嵌入微带馈线，进而直接形成具有紧凑横截面尺寸的相应元件。一般来说，ASSR是一种通过电磁(EM)耦合方式工作的带通单元。在当前设计中，第一个通带取决于ASSR的固有通带，而第二个通带是由ASSR组成的等阻抗网络和相连微带线组合创建的。这样，第二个通带就可以独立于第一个通带进行调整，方法是将相连的微带线长度作为可变参数。这个结论也将通过电路模型分析得到验证。
在这种分析的基础上，我们设计和制造了两个不同的双频带带通滤波器来展示分析的有效性。根据我们所掌握的知识，由于具有特别紧凑的横截面尺寸，这些双频带带通滤波器是至今为止所有文献中报告的最窄的滤波器。
图1 显示了这种双频带带通滤波器中使用的ASSR版图(a)以及推荐滤波器(b)。每个ASSR由两个分开的、互相不对称的矩形螺旋图形组成。由于矩形螺旋的旋转几何特性，给定单元可以完全嵌入微带线内，从而实现特别紧凑的横截面尺寸。这样，ASSR宽带W1保持为4.6mm不变，相当于在Rogers公司的RT/duroid 5880印刷电路板(PCB)基板上制造的50Ω微带线的宽度，这种基板的相对介电常数是2.2，厚度为1.5mm。这些材料数值还被用于仿真。由于电路制造公差(在W1=4.6mm时约为0.1mm)带来的限制，用于尺寸W3和W4的值是受限的。对这些双频带带通滤波器设计来说，这里使用的是W3=0.6mm和W4=0.3mm时的值。在一个耦合型微带线滤波器的常用模型中，这些值将通过电磁耦合支持有效带通属性。该预测将通过L1(带通滤波器的主要调整参数)的参量分析方法得到验证，结果如图2所示。
图1：版图显示了ASSR(a)和推荐的双频带带通滤波器(b)，
这种滤波器采用了一对ASSR以及与之相连的微带传输线。
图2：仿真结果展示了作为L1函数的S21随L1而发生的变化。
在本例中，W3=0.6mm，W4=0.3mm，W2=0.1mm。
如图2所示，ASSR所形成的通带频率会随着L1的增加而向下移动。同时，随着L1的增加，通带的频率选择性会有所增强。因此，通过调整L1可以实现所需的通带。设计双频带带通滤波器所需的ASSR和相关微波组件是一个很好的开始。
本文推荐的双频带带通滤波器可以通过级联两个ASSR和长度用W5表示的微带线来合成(图1)。为清楚地表明这些ASSR的特定工作原理，图3提供了相应的等效电路模型。相连的微带线用电感L2表示，ASSR用电容C1和电感L1及互感Lm表示。从模型可以看出，一个通带主要由ASSR决定，另一个通带取决于电感L2和ASSR等效阻抗网络的组合作用。
从这个电路模型可以很明显看出，双通带中有一个通带主要取决于ASSR的固有通带，另一个通带则由相连的微带线和ASSR等效阻抗网络的组合产生。显然，通带2可以通过L2独立进行调整。另外，ASSR的几何参数可以同时影响两个通带。为示范这种模型的有效性，我们使用曲线拟合方法实现了以三个不同原型为目标的抽取过程。图3对全波仿真结果和电路仿真结果进行了比较。
图3：基于ASSR的双频带带通滤波器的等效电路模型。
在感兴趣的特定频率范围内，全波电磁仿真结果与电路级仿真结果在全部三种情况下都非常接近。两种仿真器都非常清晰地展示了基于ASSR设计的双频带现象，有助于验证电路模型和推荐的双频带带通滤波器设计方法。增加L1值会使两个通带的频率向下移动，并在很大程度上影响到所有元件(案例1和2)。另一方面，增加W5只会降低第二个通带的中心频率，并且对L2有很大影响。显然，给出的比较结果再次验证了从电路模型得出的指导方针。总之，只需L1和W5两个几何参数(图1)，就足以高效地控制这种滤波器设计的双频带操作过程。
根据上述分析可以知道，紧凑型双频带带通滤波器可以使用ASSR结合微带传输线进行设计。优化过程只需调整两个主要的几何参数：L1和W5，因此在这些滤波器的调整和优化方面具有很大的灵活性。为了用实际硬件演示软件分析的有效性，对表1中的案例1描述的原型进行了制造和测量。方便起见把它叫做原型A。另外，称为原型B的第二个双频带带通滤波器也进行了制造和表征，以进一步验证这种设计方法。第二个滤波器设计工作通带处于从1710MHz至1880MHz的DCS1800频段以及从2400MHz至2483MHz的工业-科学-医疗(ISM)频段内。
图4：图中比较了三种原型双频带带通滤波器案例下的全波和电路仿真结果，
其中“fw”代表全波仿真，“cm”指电路模型仿真。
两种滤波器的调谐过程都非常高效，并且两种原型都达到了目标通带与性能水平。图5显示了两种原型滤波器的照片，其中以毫米刻度的直尺作为滤波器大小的参考。两种原型滤波器分别用安立(Anritsu)公司的ME7808A微波矢量网络分析仪进行了表征，这款分析仪的模块工作频率可达110GHz。对原型滤波器的仿真和测量结果分别见图6和图7。
图5：该照片显示了所制造的原型滤波器A和B。
图6：图中显示了滤波器原型A的仿真结果和测量结果。在本例中，L1=11.5mm，W5=0.3mm。
如图6和图7所示，在感兴趣的特定频段内，仿真和测量结果具有很好的一致性。结果中微小的差别源自制造误差和/或电路元件达到要求值时的容差。与较低通带相比，较高通带的带宽相对较窄，并且具有小得多的分数带宽。对原型A来说，频带比约为1.58，双通带的3dB分数频率带宽约为3%和0.5%。双通带间的频带抑制值约为36dB。对原型B来说，测量结果表明双通带的中心频率约为1.81GHz和2.44GHz，频带比约为1.34。对应的3dB分数频率带宽为12.7%和0.8%。原型B的双通带间频带抑制值约为17dB，这是两个通带之间的一个可接受的隔离值。这些结果显示了这种创新设计方法以紧凑尺寸创建双频带带通滤波器的高效性，而且只需调整两个主要的几何参数就能完成调整。
总之，ASSR和标准微带电路的这种使用方法允许制造出相当紧凑的、工作在微波频率的双频带带通滤波器，并且具有良好的通带响应性能，通带间也具有足够的隔离度。为这些滤波器开发的等效电路模型非常精确，仿真结果与所制造的原型滤波器的测量结果也非常接近。计算机仿真性能和对所制造滤波器的测量性能之间的任何偏差，都归因于工艺变化以及达到计算机仿真中采用的高精度电路单元值的难度。尽管如此，随着许多相互靠得很近的频段必须共存的无线通信领域中应用数量的不断增加，这种创新设计方法在创建要求双通带的微型化分立与集成电路(IC)滤波器方面表现出了极好的前景。(end)
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