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太阳能发电 |
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适用于建筑集成光伏系统的高增益DC-DC变换器拓扑研究 |
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1 引言
随着化石能源的日渐耗尽，开发新能源应用技术势在必行。以清洁、可再生的太阳能为能量来源的建筑集成光伏系统越来越受到世界各国的广泛关注。bipv系统将建筑与光伏系统结合在一起，能够有效降低系统成本、提高建筑能效、缩短能量回收周期，是解决能源与环境问题的重要策略之一。
国内外学者做了大量有关于光伏发电能量变换拓扑及相应电流变换器方面的研究。本文在此基础上，针对bipv系统，分析了多种dc-dc变换拓扑的优缺点并讨论了适用性。
2 bipv系统的分类及能量变换拓扑
bipv系统可以分为并网bipv系统、独立bipv系统和并网/独立双模式运行bipv系统。并网bipv系统主要用于临近电网的城镇供电；独立bipv系统主要用于远离电网及不方便并网的乡村供电；双模式运行bipv系统主要用于对供电有不间断要求的建筑。双模式bipv系统的结构如图1所示。
图1 双模式bipv系统框图
光伏发电系统常见的能量变换拓扑有集中式、多串式、交流模块式和直流模块式等［3~7］。
集中式结构是最早投入应用的，也是目前最常见的能量变换结构。它的结构如图2所示。这种系统先将光伏组件串联到一定的电压等级，再并联到一定的容量等级，最后通过集中逆变器并入电网或给负载供电。这种系统的结构简单，但是缺点明显：每串光伏组件哪怕只有一个组件被遮挡或故障，都将极大的影响整系统的效率；最大功率点跟踪针对整个组件系统设计，不能保证每一个组件工作在最大功率点处，系统效率低。
多串式结构如图3所示。它与集中式结构的区别在于为每一串光伏组件设置了一个dc-dc变换器用于最大功率点跟踪，虽然在一定程度上提高了系统效率，但是依然存在与集中式系统相似的问题。
交流模块式结构如图4所示。在这种系统中，每一个光伏组件都配置有一个具有最大功率点跟踪功能的逆变器构成交流模块，大量交流模块并联后接入电网或供给负载。这种系统中的每一个光伏组件都可以工作在最大功率点，并且具有抗组件故障、电气参数失配和局部阴影能力强的优点，适合并网光伏系统。但是，这种系统不易于整合其它新能源发电单元和储能环节，也不易实现独立和双模式运行。
直流模块式结构如图5所示。这种系统和交流模块系统有相似之处，它给每一个光伏组件设置具有最大功率点跟踪功能的dc-dc变换器以构成直流模块，然后将许多直流模块并联至一定容量等级后通过集中逆变模块并入电网。这种结构除了具有抗电气参数失配和局部阴影能力强的优点以外，由于引入了直流母线，便于整合储能环节和其它能源发电单元并且可以实现并网、独立和双模式运行；便于为每一个模块集成载波通信单元，利用直流母线传输监控信号，准确反应每一个直流模块的运行情况。直流模块式能量变换拓扑是目前最符合bipv系统要求的的一种能量变换拓扑。
本文主要基于直流模块式能量变换拓扑讨论常见dc-dc拓扑的适用性。
3直流模块式bipv系统对dc-dc变换环节的要求
光伏电池是一种发电效率随工作环境变换的一次能源。在一定的温度和光照条件下，光伏电池会在一个特定的工作电压下输出最大功率，这一点被称为最大功率点，该电压被成为最大功率点电压。最大功率点电压是随工作环境改变而改变的。常用光伏组件的最大功率点电压一般在20~50v范围内变化，直流模块式bipv系统的直流母线电压为200v或400v。因此，dc-dc直流变换器的技术指标是：输入电压20~50v；输出电压根据后级逆变器情况和电网电压等级稳压在200v或400v；额定功率100w~300w。
建筑光伏材料模块化，要求dc-dc变换器的体积要尽可能小，正常运行寿命应该与光伏组件相匹配。影响dc-dc变换器体积的因素主要是变压器、滤波电感电容。其中电容器也是影响dc-dc使用寿命的主要因素之一。
综上所述，可以总结直流模块式bipv系统对dc-dc变换器的要求主要是：
（1）高电压增益，输入范围宽，输出电压易于控制稳定；
（2）体积小，变换效率高；
（3）高可靠性，低成本；
（4）正常运行寿命长。
4 高增益dc-dc拓扑分析比较
常见的dc-dc升压拓扑可以分为非隔离型和隔离型两类。其中非隔离型拓扑结构简单，电能变换级数少，成本低效率高，但是升压范围比较窄；隔离型拓扑将输入和输出电气隔离，电压变换范围更宽，但是高匝比变压器的寄生参数可能带来电压电流的高频震荡，增加开关器件的电压电流应力和损耗。无论选择隔离或者非隔离拓扑，变流器都必须满足高增益、高频开关、高效率和高功率密度的要求。
可以完成升压变换的传统dc-dc非隔离型拓扑有boost（升降压型变换拓扑虽然也能完成升压变换，但是增益有限，很少用于光伏发电，此处不作讨论）；非隔离型拓扑有flyback、forward、half-bridge、full-bridge、push-pull［8］。公式推导基于等效平均值理论并限于理想条件和变换器工作在ccm（电流连续模式）。
4.1非隔离型拓扑
4.1.1传统单级boost变换器
图6为单级boost结构。
在理想状态下，当变换器工作在ccm模式时，其主要关系式如下：
其中，av—电压增益；itmax—开关管最大电流；idmax —二极管最大电流;d—占空比；fs—开关频率；ut—开关管截止电压；ud—二极管截止电压。后面出现相同的符号不再做特殊说明。
根据boost变换器的电压增益表达式我们可以知道，如果要把20v升压至200v那么d=0.9；如果升压至400v则要求d=0.95。实际上当考虑了器件的内阻之后，boost变换器的电压增益表达式为：
其中r是主电感直流阻抗与负载的比值。随着d的增加，输出电压会出现不升反降的情况当d趋近于1时，输出电压趋近于0。所以传统单级boost不适合应用在直流模块式bipv系统中。
4.1.2改进型boost变换器
针对传统单级boost变换器电压增益有限的问题，现在提出了一些改进方法。主要有多级级联、耦合电感等。
（1）级联boost变换器结构
级联boost变换器结构如图7所示。
图7中所示为两级boost级联，电压增益为每一级boost变换电压增益的乘积。除此之外，还可以采用两级以上的boost串联来获得更高的电压增益。但是由于采用了多级结构，电能经过多级处理，会影响变换器总体效率；多级结构增加了器件数量，增加了电路体积和成本，提高了电路控制难度。
（2）耦合电感boost变换器结构耦合电感boost变换器结构如图8所示。
耦合电感类似于一个升压变压器，原边是boost变换器的主电感，副边可以视为电压源。通过设置合理的匝数比，可以有效提高电压增益。同时该电路还能通过原边漏感、二极管d1、电容ce形成无源电压钳位电路降低开关管开关尖峰电压。但是，该电路相应的增加了磁性器件和电解电容，在恶劣工作环境下，寿命可能会相应降低。
4.2隔离型拓扑
图9为flyback变换器。
其中，n=w2/w1为变压器副边匝比与原边匝比的比值；l1—变压器原边电感值；io—输出电流平均值。
图10示出forward变换器。
其中，nab=wa/wb;lm励磁电感。
flyback变换器的结构简单，器件数量少，成本较低。由电压增益公式可以看出，通过合适的匝比设计，flyback变换器可以在d不是很高的情况下完成高增益升压变换，但是开关管承受的峰值电流比较大。在ccm工作模式下，由于始终处于单边励磁，所以flyback变换器的变压器磁芯利用率不高，这就意味这较大功率下变压器体积会较大。如果令flyback工作在dcm（电流断续模式），可以有效提高磁芯利用率，但是会造成输出电压随d非线性变化，增加控制难度。在光伏直流模块设计功率不大的情况下，可以考虑使用该结构变换器（《100w）。
与flyback相比，由于forward原边电感不能通过副边复位，所以加入了复位绕组w3，w3也可以接到负载侧。除此之外，还可以采用rcd、lcd、有源钳位和双开关结构等复位方法。与flyback类似，它也存在磁芯利用率不高的问题，但是它可以用于功率较高的场合（几百瓦~几千瓦）。
图11为half-bridge变换器。
图12为full-bridge变换器。
push-pull主要关系式如下：
与反激（flyback）、正激（forward）变换器相比，桥式（half/full-bridge）和推挽（push-pull）变换器变压器双向励磁，磁芯利用率较高，相同设计功率下可以有效减小电路体积。由公式可以看出，半桥变换器的电压增益是全桥和推挽变换器的一半，但是电流纹波较小；推挽式变换器的电压增益和开关器件所承受电流应力与全桥是变换器相同，但是部分器件所承受的电压应力为全桥式变换器的两倍。从结构上来说，半桥及推挽变换器器件数量要少于全桥变换器，器件损耗要小于全桥变换器；由于器件参数的差异，全桥和推挽式变换器都有一定的变压器偏磁问题，推挽式变换器的变压器还需要设计中心抽头，半桥式变换器由于输入电容的存在有一定的抗偏磁能力；桥式变换器存在上下桥臂直通的问题，需要在设计控制策略的时候加以注意。
综上所述，由于直流模块的设计功率一般不超过300w，宜采用器件数量更少的推挽或半桥结构；又因为光伏电池最大功率点电压不高，但是输出电流较大，在光伏电池输出功率、电压相同的情况下，推挽变换拓扑开关器件的电流应力是半桥变换拓扑的一半，所以推挽变换拓扑更适合作为直流模块光伏建筑模块的设计。为通过较低的匝数比获得较高的电压增益，副边整流电路可以使用如图14所示的倍压整流结构，令输出电压为全波整流的两倍。
5 软开关技术
提高开关频率可以有效减小滤波电感电容体积，减小变压器体积，是建筑光伏组件模块化的关键一步。但是开关频率的提高伴随着器件开关损耗的加剧，如果不采取一定的抑制措施，开关频率每提高一倍，开关损耗也会相应的增加一倍甚至更多，电路的emi环境也会相应变差，电路整体功率密度降低。而软开关技术是解决开关频率与损耗矛盾的关键。
软开关技术的中心思想是限制器件开关期间电压或电流的变化率，使电压电流波形的交叠面积尽可能小或者令开关期间的电压电流波形没有重合部分，从而实现减小开关损耗或实现零损耗开关。
通常，可以通过在电路中附加开关缓冲电路或者合理安排开关管控制时序来实现器件开关环境的改善。其中，按照缓冲电路中有无可控开关器件，又可以分为有源软开关和无源软开关。图15、16分别给出了利用软开关技术改进半桥变换拓扑的例子（仅给出原边）。
图15中的cs1和cs2就是无源缓冲电路部分，主要利用电容电压不能突变的性质，在开关器件关断期电流下降过程中控制端压上升，减小交叠部分面积从而减小损耗，令开关管具有近似的zvoff环境。图16中的有源缓冲电路，比无缘缓冲电路增加了一个双向开关和谐振电感，解决无源缓冲改进式半桥电路死区时间难以确定和非阻性负载下续流二极管失控的问题，令主电路功率器件具有zvs环境。
6 结束语
高效dc-dc变换器的设计是建筑集成光伏组件模块化的关键一步，如何在保证dc-dc变换器可靠性、稳定性、高效性的基础上进一步优化拓扑结构、减小体积、提高功率密度是dc-dc变换器研究的方向。已有的高增益dc-dc拓扑及相应改进方法为模块式直流变换器提供了许多设计思路并能够满足一些模块式bipv系统的基本要求，但是仍然存在一些不足。若要达到理想的模块化要求，还需不断探索。(end)
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(7/21/2012) |
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