一种电动汽车非车载充电机充电模块的研制

作者：

欢迎访问e展厅 展厅 4 汽车与公路设备展厅 乘用车/客车, 电动/混合动力汽车, 卡车/货车, 专用车, 交通安全设备, ... 引言 电动汽车作为一种新型交通工具，在缓解能源危机、促进环境与人类和谐发展等方面具有很大的优势。大力发展电动汽车，可以优化能源供应结构，有效地减少中国对石油资源的依赖，保证中国经济发展中的能源安全，是解决能源战略安全问题的重要措施，也是确保经济、社会可持续发展的必然选择。 电动汽车充电设施建设是电动汽车产业健康发展的前提和基础。2010年2月国家电网公司发布了《国家电网智能化规划总报告》，对电动汽车充电设施建设提出了明确的规划：到2015年，国家电网公司将累计建设4000座电动汽车充电站；到2020年，国家电网公司将累计建设10000座电动汽车充电站。一个完整的充电站主要包括供电系统、充电系统、监控系统及其他辅助设施。其中，充电系统主要包括交流充电桩和非车载充电机，是充电站的核心设备。 非车载充电机是一种利用现代功率电子变换和控制技术将电网交流电能转变为直流电能的功率变换装置，其整流部分根据容量的不同可由多台充电模块并联组成。结合目前主流电动汽车动力电池的充电需求，本文给出了一种采用LLC串联谐振控制的500V／25A（电压调节范围200～500V）电动汽车大功率高频开关整流充电模块的总体设计方案，详细介绍了充电模块主电路、控制电路的实现方法。 针对该电路存在的空载或轻载输出电压上升、参数设计困难等缺点，本文提供了一种解决方案，并定量地给出了充电模块输入电压、开关频率、输出电压等参数的相互关系。 1 充电模块设计方案 1.1总体设计 图1给出了充电模块的原理框图。根据各组成部分功能的不同，该模块可分为功率变换主电路、采样与控制电路、输入输出保护电路、通信和均流电路、显示及操作界面等几个部分。本文主要介绍功率变换主电路设计和控制电路设计方案。 1.2功率变换主电路设计 功率变换主电路采用半桥LLC串联谐振电路，如图2所示。其中，Uin为三相输入整流后的直流电压值，U0为充电模块输出直流电压。为便于后文分析，充电机负载用电阻R0代替，变压器用励磁电感Lm和理想变压器T1代替。由于单模块为高压大功率输出，Q1和Q2分别通过6个型号为27N80的金氧氧化物半导体场效应管（MOSFET）并联实现，输出整流二极管型号为DESI60-10A。 该电路具有如下优点：拓扑结构简单，功率密度高，初级开关管可实现零电压开关且关断电流小，次级整流二极管可实现零电流开关，变换效率高，可高频化。 一般情况下，由于励磁电流比较大，原边MOS管很容易获得零电压开关。同时，由于变压器原、副边电流波形接近正弦波及输出电容的钳位，输出整流二极管上没有电压和电流尖峰。因此，LLC串联谐振DC/DC变换器能获得很高的效率及良好的电磁兼容性能。 1.3控制电路设计 传统的LLC串联谐振变换器通过调节功率管开关频率来实现稳定工作。研究表明，该变换器输出电压增益M与开关管工作频率f之间成反比关系：工作频率越高，M越小，输出电压越低；工作频率越低，M越大，输出电压越高。因此，在空载和轻载时，为了稳定输出电压，功率管工作频率需要升得很高，从而产生磁性器件难以优化和空载损耗过高的问题。 为解决上述问题，设计了以SG3525（以下简称3525）为核心的控制方案，具体电路如图3所示。 图3所示的控制电路主要由电压比例—积分（PI）调节器和电流PI调节器、多个比较器、3525及外围电路组成。变换器工作在输出空载或者轻载、深度限流等工作状态时，为了避免功率管工作频率过高，脉宽调制（PWM）调节模块通过比较器判断使得3525的PWM 脉冲的占空比间歇性为0，以保证变换器稳压或者稳流输出，且损耗极低。其他情况下，变换器无论工作在稳压状态还是稳流状态，3525均通过PFM调节模块恒定输出占空比为50%的脉冲，功率管开关频率随负载变化而变化。 通过调节开关频率调节充电机输出电压和输出电流，进而使上述控制方案可满足电动汽车动力电池的恒压—恒流充电、智能充电等各种充电需求。 2 输出电压特性分析 对于采用变频控制的LLC串联谐振变换器，其输入输出电压与开关管的工作频率及主电路的谐振频率、谐振电感和谐振电容等参数密切相关，而找到上述参数之间的关系是LLC串联谐振变换器设计的关键。为获得充电模块的输出电压特性，本节对该变换器的主电路工作过程进行分析，定量给出开关管开关频率大于、等于和小于变换器谐振频率时的输出电压，为充电机的设计提供指导。 2.1开关频率高于谐振频率 为便于分析，假定图2所示的充电模块主电路所有器件均为理想器件。 开关频率高于谐振频率（fk＞fr）时，将图2所示变换器负载折合到原边的等效模型如图4所示。 由于谐振电容上的直流电压分量为输入电压的一半，将直流分量移出来，从下管Q2的端口看进去，开关管的开关效果相当于在其端口加上幅值为输入电压一半、开关频率为工作频率fk 的方波，变压器原、副边得到的是与其有一定相移、同频率的方波，副边方波电压的幅值即为输出电压U0。负载电阻折合到变压器原边后的电阻值为Rp＝n2R0。 图4中输入电压uin为幅值是输入电压一半、开关频率为工作频率fk 的方波信号。输出电压up可以表示为： 式中，ω=2πfk 由分析可知，折合后变压器原边电压up已经不再是一个方波，因此计算幅值大小时要乘一个折合系数λ，通过对式（1）取模值，得到变压器原边电压的幅值Up与输入电压幅值Uin大小的关系为： 通过数据分析，当λ=fr/fk时，式（2）与实际结果最接近。变压器副边电压幅值Uo与原边电压关系为Uo=Up/n。则Uo与Uin、工作频率fk等各参数之间的关系为： 2.2开关频率等于谐振频率 当开关频率fk等于谐振频率fr时，MOS管Q1和Q2的开关动作恰好发生在励磁电流im 为最大值且该值与谐振电流il相等时，谐振电流il波形为理想的正弦波。此时ω＝2πr＝2πfk。由式（3）可得，U0 与Uin的关系为： U0 ＝Uin/2n （4） 2.3开关频率低于谐振频率 开关频率fk 低于谐振频率fr时，变压器原、副边电压已经不再是方波电压，变换器各关键参数之间的关系可按下述方法分析。 设谐振电流il为： il＝Asin(ωt＋Φ) (5) 则变压器副边电流为： is ＝n（il－im）＝nAsin（ωt＋Φ）-nim （6） 不计变换器的损耗，则半个开关周期内变压器副边向输出滤波电容传递的能量等于半个开关周期输出滤波电容向负载传递的能量，即 由于励磁电流im在这半个周期内正负对称，积分为0，式（7）变为： 同样，不计损耗，半个开关周期内输入电压传出的能量等于一个开关周期内输出电容向负载传递的能量，即 分析可知，式（9）中励磁电流im在积分时间1/(2fr)~1/(2fk)内近似不变，其值为： 将式（8）、式（10）代入式（9）得： 3 原理样机实验结果 3.1主要设计参数 输入交流电压：380V交流（±20%）； 输出最高电压：500V 直流（变化范围200～500V）； 最大输出电流：25A；开关频率：25～140kHz； 输入功率因数：≥0.90；效率：≥92%； 稳压精度：≤0.5%；稳流精度：≤0.5%； 纹波系数：≤0.5%；空载损耗：≤30W。 3.2实验数据 表1给出了输入电压在正常工作范围内变化、负载电流从0到满载变化时，充电模块不同输出电压时的稳压精度和纹波系数实验数据。其中，Ie 为充电模块额定输出电流（25A） 表2给出了输入和输出电压均在正常工作范围内变化时，充电模块输出稳流精度实验数据。表3给出了500V直流输出、不同输入电压和负载时充电模块输入功率因数和效率实验数据。 经测试，该充电模块在不同输入和输出情况下的空载损耗仅为16W 左右。由于目前实际充电的电动汽车数量比较少，减少充电机空载待机损耗、提高充电机效率有助于大幅度降低电动汽车充电设施的运营成本。 上述实际测试数据表明，该充电模块所有性能参数完全满足设计要求。 3.3实验波形 图5给出了空载情况下充电模块谐振电感电流波形。显然，谐振电感电流为间歇性工作方式，可有效降低开关管开关损耗。此外，间歇性控制方式也可确保该变换器在空载工作时输出电压保持稳定。 图6给出了开关频率高于谐振频率时变压器原边电压和谐振电感电流波形。 显然，谐振电感波形大部分时间处于正弦谐振状态。这种工作方式可有效降低充电模块电磁干扰，提高其电磁兼容性能。 4 结语 本文介绍了一种基于LLC串联谐振控制的电动汽车非车载充电机充电模块，给出了模块主电路和控制电路的设计方案，分析了该充电机输出电压特性。原理样机的试验结果表明，该充电模块具有较高的转换效率，很低的空载损耗，性能参数完全满足设计要求。目前，该充电机已在国内多个电动汽车充电站中得到应用，运行稳定，有推广应用价值。

文章内容仅供参考 (投稿) (如果您是本文作者，请点击此处) (11/10/2011)