谐振电源转换器--音频应用的绝佳选择 - 文章

谐振电源转换器--音频应用的绝佳选择

作者：英商康桥半导体公司 Mahesh de Silva博士

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新型谐振拓扑结构以及降低EMI的特定技术，可以利用具有高效、空载和尺寸优势的SMPS实现一个音频电源，而且产生的EMI水平也非常低。

音响设备制造商正处在成长的市场当中，他们面对着提高普遍依赖线性电源的产品效率和空载功耗的商业压力。线性电源非常适用于音频应用：无需严格稳压、纹波和保护规范的低成本应用通常需要低电磁辐射和设计时间最短的电源频率变压器。但是，这些电源还会受到非常低的平均效率和高空载功耗的影响，所以需要努力满足如能源之星和CEC的当今主要认证要求。

例如，一个典型12 W线性电源的平均效率大约为63%，而到今年晚些时候提议中的能源之星V2要求是77.8%。大约1.5 W的空载功耗也难以满足该标准要求的300 mW目标。体积庞大的线性电源，特别是在较高功耗时，正变得日益昂贵，因为用于电源频率变压器的铜和钢等全球商品价格还在急剧上升。

虽然低EMI通常是用于音频市场的线性电源的最有吸引力的特点，但是经过整流输出的两倍电源频率交流分量的存在可能造成某些应用出现人耳可听见的“交流哼声”(hum)。而且，随着负载的增加和输入电压的下降，这种通常越来越严重现象将使音质恶化。

音频应用的SMPS

为了克服这些效率和EMI方面的困难，音频电源制造商正在积极寻找替代线性电源的方法，也在将注意集中到普通SMPS拓扑结构，如反激式和RCC。这两种拓扑结构可提供更高的效率、更低的待机功耗和其他功能，如过压、过流和过温保护。SMPS还可以提供严紧的负载和输入稳压，而无需使用二次稳压电路。由于具有严紧控制输出V-I的特点，这些类似的方法可以进行编程来实现许多音频系统要求的峰值负载能力。

不过，在另一方面，SMPS需要较高的材料成本，而且设计时间较长，使之成为了在具体地域市场的低成本、大批量应用中替代线性电源的不那么具有吸引力的选择。由于快速开关瞬变，过多电磁噪声的存在也是一个主要障碍，因为其导致的传导和电磁辐射显著影响了音频信号。为了克服这个弊端，通常需要在SMPS控制器的铁芯中采用昂贵的EMC抑制滤波器以及EMI减少技术。

其中一个技术是利用来自音频系统的同步脉冲来动态改变SMPS的工作频率，以远离瞬间的射频，进而减少干扰。开关频率抖动处理或展频调制是另一个经常使用的方法，以展开噪声的波谱能量，同时保持系统的整体效率。不过，即使有广泛的滤波和先进的控制技术，要实现大多数音频系统所需的非常低的EMI水平，提供预期的信噪比可能都是极其困难的。

取代线性电源的谐振拓扑结构

谐振拓扑结构可提供一种商业可行的电源方案，以克服线性和通用SMPS拓扑结构的局限性，同时满足最新的效率和空载功耗要求，产生的EMI也很低。由于其正弦开关波形，通过在近零电压和电流的开关方法可以最大限度地降低开关损耗，以提供高效率和产生最小限度的EMI。但是，直到最近，由于固有的控制难度和随之而来的高材料成本，谐振拓扑结构还没有在商业上用于消费者电子产品市场的低功耗应用。

新型单开关谐振非连续正激转换器(RDFC)拓扑结构可以为SMPS提供效率、空载和尺寸优势而不增加成本，还具有额外的安全和保护功能。更重要的是对于音频及其他EMI敏感的应用，如无绳电话适配器和调制解调器/路由器电源来说，该拓扑结构为谐振电源转换器提供了自然的低EMI。

由于在开关期间没有能量存储在正激模式变压器内，正激式转换器拓扑结构还有助于减小变压器铁芯的尺寸。这本身就是一种成本优势，而且无需使用次级续流二极管和扼流圈，使该解决方案在低功耗方面更具有商业吸引力。

图1所示为RDFC拓扑结构的主要元件。输入端的整流交流电压是由Cin平流并施加于正激模式变压器。当初级开关电路关闭时，同一个导电相位(conduction phase)的功率从初级传输到次级。通过初级晶体管的电流波形由流经漏感和磁化电感的电流组成。漏电流分量通常处于支配地位，而且会出现在次级二极管上。

图1 RDFC拓扑结构的主要元件，其中的谐振电路由一个作为初级开关的BJT和谐振电容器Cres组成。谐振电容器Cres 与变压器磁化电感进行“谐振”，以实现全谐振开关。

当初级开关电路关闭时，流经变压器的总电流转移到谐振电容器CRes上，这些电容器包括变压器线圈电容器和初级晶体管输出电容器。该谐振电容器与变压器漏感(LLeak)以及磁化电感(LMag)形成了一个谐振电路。

谐振频率可通过公式1和2计算：

这里的fRes1是来源于变压器漏感的谐振频率，fRes2是来源于变压器磁化电感的谐振频率。由于漏感小于磁化电感，则公式1中的谐振频率要比公式2中的更高。

由CamSemi开发的一款先进的混合信号控制IC可以保证RDFC电路在负载变化条件下运行于最佳性能水平。C2470系列控制器通过三个主要控制机制实现了这一点：

谐振控制检测谐振波形，以发现近零导通和关断电压，来决定下一个开关周期的最佳导通时间。

电源控制是通过检测开关电流并将它限制在过载条件以下，或者减少低负载条件下的导通时间，以最大限度降低空载功耗损失来实现的。

基极驱动控制可以在最佳电压下动态地保持功率晶体管的导通状态电压，以减少导通损耗，最大限度地缩短关断时间来降低开关损耗。

RDFC控制器结合使用了这三种控制机制，来定义电源的五种主要工作模式，如图2所示：

图2 RDFC电源不同的工作模式可以保证在所有重要负载下的全谐振操作，以提供优化的效率并减少EMI

正常模式——提供全谐振开关，具有从大约20%到100%负载供电的固定占空比。

待机模式——随着负载的减小，控制器通过缩短导通时间和延长关断时间进入这种模式，可以最大限度地降低空载功耗。

过载模式——发生在高输出负载时，可限制峰值开关电流并缩短导通时间，同时保持全谐振操作。

折返模式——发生在过大输出负载时，可将导通时间降至最小，同时增加关断时间，以保护处于短路情况的电源。

电源突发(Power Burst)模式——随着占空比的增加，控制器进入这种模式，周期性的折返模式有助于电源短路情况的恢复。

用RDFC将EMI降至最低

RDFC拓扑结构产生的EMI水平非常低，可以满足音频应用的严格规范，而且设计难度最小，所需的额外元件也很少。该拓扑结构的正弦开关波形可消除快速开关瞬变和随之发生的电磁辐射，如图2所示，在所有重要负载期间保持全谐振操作，以确保低噪声水平。

RDFC中的谐振波形是叠加在未经稳压的输入电压之上的。输入电压的波动源于供电电压波动造成的谐振波形上下移动，从而使关断时间出现波动。由于占空比是固定的，这种关断时间波动造成了开关频率的抖动，导致了EMI性能的进一步改善。与同样额定值的SMPS相比，上述两个功能有助于实现15至20 dB以下电磁辐射的开关电源。几乎所有高达20 W的消费类应用都不需要昂贵的EMC滤波器，在大多数情况下也不需要使用初级和次级侧之间的Y2电容器。省去了Y2电容器可以最大限度地降低直接连接到音频系统的变压器次级侧的交流哼声，从而进一步改善音质。

尽管谐振开关和频率抖动处理有EMI方面的好处，由于不太理想的变压器表现，低水平的电磁辐射仍然可能在RDFC方案中出现。从实际角度看，完全消除变压器中的漏感是难以实现的，不论怎样精心设计和构建都是如此。

在一个开关功率转换器中，在初级开关导通状态期间，大量的能量都存储在漏感当中。在一个典型的反激式解决方案中，这种泄漏能量将耗散在缓冲元件当中，而在RDFC方案中，在导通状态结束时能量被转移到谐振电容器当中。这引起了关断时间期间一个值得注意的电压阶跃，这在过载条件下或较高功率的设计当中非常明显。尽管如此，这个电压的上升通常要比典型反激式设计的关断电压瞬变低得多，这种瞬变会产生音频系统不需要的电磁辐射。

通过减少变压器内初级和次级的层数、缩短初级与次级的距离、使用巧妙绕制的全宽度绕组或使用更长绕组宽度的线轴可以将漏感降至最小。不过，这些方法会导致初级和次级绕组之间寄生电容的增加，进而增加从初级到次级的高频噪声电流。在所有的情况下，都需要仔细平衡减少漏感与过度避免增加寄生电容之间的影响。

在RDFC方案中，在关断间隔期间泄漏能量转移结束之前次级整流器都不会关断。一旦泄漏能量的转移完成，次级整流器就会关断，以迅速产生一个高dV/dt值的电压阶跃，而这时的电磁辐射通常在12至15 MHz之间。这种噪声可以利用次级整流器两端的R-C缓冲器成功消除，对电源效率的影响较小。

变压器降噪或衰减技术也可以用来进一步减少电磁辐射。消除拓扑结构内共模传导辐射的最受欢迎的技术是在初级和次级绕组之间放置一个绕组或箔屏蔽(foil screen)。现在，初级绕组流出的高频电流经过初级到次级寄生电容被该屏蔽收集起来，并返回到电源导线。提供Vdd电源的次级绕组也可以有效地用作初级和次级绕组之间的一个屏蔽；换句话说，省去所需的额外屏蔽绕组或箔屏蔽，就可以降低材料成本。

设计实例

图3给出了一个采用RDFC拓扑结构及一个C2470控制器的离线式音频电源的演示，其输入电压为230 Vac标称输入，可以提供20 W连续和40 W峰值功率的单电压12 V输出。该单元的元件数非常少，并使用了比类似规格的反激式解决方案更小的变压器。此外，与更常见的SMPS拓扑结构相比，由于导通状态电流的形状，更低的RMS输出电流可以降低输出电容器的纹波电流要求。

图3 一个音频电源演示，可以在高效率和低EMI条件下提供20 W连续和40 W峰值功率，适用于带有CD播放机和FM收音机的低成本音频产品。

改进的变压器设计加上使用了一个次级缓冲器、初级开关周围的屏蔽以及一个小型X2电容器减少了EMC。该变压器的每个平衡分裂式(balanced split)次级绕组采用了箔屏蔽，有助于消除次级侧的共模噪声电流，最大限度减小了流经寄生电容的初级到次级的噪声电流。初级开关周围的一个屏蔽可以阻止从连接到晶体管集电极的TO-220封装的小片(tab)辐射出来的噪声。

表1：设计实例的主要规格

表1列出了这个设计实例的主要规格，包括88%的高平均效率和180 mW的低空载功耗，两者均满足了提议中的能源之星V2规定的重要裕量。图4是效率与输出电流图的对比，显示了在5%负载条件下最低70%效率的高低负载效率，它是工作在非常低的额定功率水平的音频系统的理想选择。

图4 高转换效率可在80 mA条件下保持70%的整个负载范围，在1.6 A额定负载条件下为88%，3.2 A峰值负载条件下为81%。

图5所示为在最差情况下输出电源负端接地时传导EMI的结果。这些图说明了这个设计可以实现低于EN55022准峰值和平均极限最少20 dB的裕量。

图5 最差情况下输出负端接地时传导EMI的结果，显示在整个150 kHz至30 MHz的EN55022范围测量的裕量大于20 dB。

这里讨论的谐振拓扑结构和EMI减少技术非常适用于带有CD播放机和FM收音机的消费类音频产品，而对于带有AM接收机的应用还需要进一步减少EMI。这可以利用优化变压器设计、仔细选择EMC滤波器和对产生电磁辐射的具体元件的额外遮蔽来实现。图6所示为符合AM应用的典型RDFC电源设计，它已经进行了一些修改。其产生的EMI低于15 dBμV，这是使用一个行业标准EMC接收器难以测量到的。

图6 带有AM的RDFC设计产生的EMI非常低，几乎没有超过业界标准的EMC接收器的引人注目的背景噪声。

作者简介

Mahesh de Silva博士是英商康桥半导体公司(CamSemi)的高级应用工程师，在早期供职的几家公司及行业项目中积累了近10年先进功率电子器件方面的经验。他发表了超过20篇国际论文，获得了电源管理领域的多项专利。他持有斯里兰卡Moratuwa大学的科学学士学位，以及英国剑桥大学电子工程博士学位；也是IEEE和IET(以前叫IEE)的成员。

欲了解进一步信息请发送电子邮件至 mahesh.desilva@camsemi.com，或请访问www.camsemi.com.(end)

文章内容仅供参考 (投稿) (如果您是本文作者，请点击此处) (7/3/2008)


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