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用于三相工业应用系统宽电压电源

作者：Power Integrations公司 Rahul Joshi

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由三相交流电源供电的工业设备往往需要一个辅助电源为控制电路提供稳定的低压直流电压。但是，对这种稳压电源的技术要求比单相电源高得多，其额定输入电压比较高。而且在工业环境中，由于大负载接入电网或者脱离电网，或者由于在某个地方电网出现故障，电网电压常常会出现很大浪涌、长时间跌落或者瞬间下降。这就要求电源能够处理所有这些情况而不会出现故障。

本文探讨在设计三相应用系统中使用的开关型供电电源时遇到的问题，并且提出一个结构紧凑、经济有效的设计方案，它可以在输入电压变化范围很宽的情况下工作。

设计目标

目标是设计一个由电网供电，输入为三相电压的开关型电源。它的输入电压变化范围很宽，总体工作效率很高，输入电压波动对直流输出的影响很小。

对于三相应用系统，例如电能表，供电电源必须能够在输入为57～580 VAC的三相交流电压范围内工作，而且在偶然失去一相或者中线没有接上的情况下也如此。

对于辅助供电电源，反激式电路最适合，这种电路有以下优点：

● 只使用一个有源开关，简化了电路设计。
● 在电路中使用一个绕线元件（在输出端不需要使用很大的扼流圈作为滤波器）。
● 很容易产生多路输出电压。
● 元件数量很少，成本很低。

对于反激式转换器，在输入交流电压最大的情况下，MOSFET的击穿电压至少是整流后的峰值电压的1.6倍。在交流输入电压为580 VAC时，需要使用1200V的MOSFET，增加了成本，而且一般是不可能使用开关集成电路—使用开关集电成电路会大幅度地简化反激式转换器电路。

Power Integrations的LinkSwitch?TN集成了一个700V的MOSFET和控制器，与使用一只分立MOSFET和外接控制集成电路的方案相比，可以减少20～30个外接元件。这个集成电路的额定电压是700V，只能用于一相。不过，串联一个外接MOSFET，或者用StackFETTM的接法，可以把最大电压分配在这两个器件上，因而总的额定电压等于两个MOSFET的额定电压之和。

设计结果

图1是一个输出为12V、电流为250mA的反激式电源电路，它的输入是单相或者三相电压。把StackFET技术用在低成本的600V MOSFET上，得到总额定电压为1300 V的电路。在47～63Hz的频率范围，输入为单相或者三相110 VAC、220 VAC或者 440 VAC时；在输入失去一相或者不止一相，中线没有接上，或者电网电压长时间下降或者出现浪涌的情况下，这个电源仍然可以很好地工作。

电路的工作原理

图1为LinkSwitch-TN集成电路，型号为LNK304P（图中元件U1），接成反激式转换器，充分地利用它的66 kHz的开关频率。该电路运用了通断控制，利用跳过几个开关周期的个方法来调整输出电压。当负载减少时，实际的开关频率下降，开关损耗成比例地下降，工作效率提高到最大。

注：在市电电压高或者负载小的情况下，频率固定的标准PMW控制器的效率很低，这是由于它们工作频率低、占空比小的缘故。使用通断控制的方案，就不存在这个问题。

二极管D1至D8对输入交流电压进行全波整流。电阻器R1～R4是用来限制刚接通电网时出现的大电流。电容器C5～C8对整流后的交流电压进行滤波。为了让直流母线电压能够达到820VDC，额定电压为450V的电容器C5、C7和 C6、 C8分别串联起来，并分别与平衡电阻器R13～R16并联，以便将电压均衡地加在这些电容器上。电容器C5/C7 和C6/C8与电感器L1一起构成p型滤波器，目的是降低电磁干扰。电容器C9放在非常靠近U1和变压器T1的地方，为开关感应的噪声电流提供一条通路，以便减少差模电磁干扰。除了用这个办法降低电磁干扰，还使用了以下措施：一、让U1的开关频率产生抖动；二、在变压器中使用E-ShieldTM绕组；三、在变压器互隔离的两个绕组之间跨接一个达到Y级的安全电容器C1。这四个措施加在一起，可以很容易把传导性电磁干扰限制在EN55022-B标准规定的范围之内。

很高的直流电压加在变压器的源边绕组一端，源边绕组的另一端由MOSFET Q1控制。Q1和LNK304P内部的MOSFET是串接的。当U1内部的MOSFET导通时，把Q1的源极电压拉到低电平，使Q1导通。稳压二极管VR4则限制了Q1上的栅至源电压。当关断时，VR1、VR2和VR3（这三个器件接成串联）构成一个450V箝位电路，确保U1的漏极电压保持在450V左右。当输入电压高于450V时，超过450V的那部分电压便加在Q1上。用这个办法可把反激电压和直流母线电压分配在Q1和U1内部的MOSFET上。电阻器R9限制了高频铃振电压─当VR1、VR2和VR3导通时会出现铃振电压。在反激期间，由VR5、D9和R10组成的箝位电路限制了在Q1和U1上出现的峰值电压（这是由于漏电感引起的）。

变压器T1副边绕组上的电路起整流、滤波及反馈作用。二极管D10对变压器副边绕组的电压进行整流。电容器C2对整流后的输出进行滤波。电感器L2和电容器C3是第二级滤波器，能够减少输出中的高频开关纹波。当输出电压超过VR6和U2中光耦合器二极管上的总电压降时，稳压二极管VR6导通。输出电压的变化会引起流过光耦合器中二极管的电流产生变化。反过来，这又会引起U2里面的晶体管上流过的电流增大。

当这个电流超过FB管脚的阈值电流时，将产生一个开关周期堵塞。调节开关周期受到堵塞的数量和产生的数量，即可实现输出电压的稳压。如果产生了基于U1的一个开关周期，电流便上升到U1内部设定的电流极限值。在负载产生瞬变时，电阻器R11限制了光耦合器的电流，并且设定反馈回路的增益。电阻器R12则为稳压二极管VR6提供偏置电压。

如果FB管脚有50ms的时间没有拉到高电平，U1内部的功率MOSFET开关将堵塞800ms。开关交替地堵塞和导通，可以在出现输出过载、输出短路或者反馈回路开路时，起到保护作用。

在变压器上不需要辅助绕组为U1供电，因为它本身是由漏极管脚供电的。在启动和内部MOSFET关断时，去耦电容器C4由内部的高电压电流源进行充电。

电路的测试结果

图2为用示波器观察到的波形，是在输入电压为312VAC（直流母线电压为440VDC）时得到的。在关断时，U1的漏极电压（波形2）箝位在450V，这是VR1、VR2和VR3上的总电压。箝位作用可以保证U1安全工作。第一个波形是Q1漏极相对源边绕组（电容器C8的负极）的电压。当MOSFET Q1关断时，在它上面的实际电压（波形1）是两个波形的差值，为170V。

图2 U1和Q1的漏极电压波形

随着输入交流电压上升到580VAC（820VDC），在Q1关断时，其上的电压不到550V。于是外接MOSFET可以使用成本不高、额定电压为600～800V的器件。

这个设计的效率特性曲线如图3所示。这条曲线说明在输入电压较高时，效率下降是由于串联的功率级（Q1和U1内部的MOSFET晶体管）中的开关损耗和导通损耗增大造成的。不过，其效率仍然高于使用线性变压器设计的电源。

图3 效率随输入电压的变化

这个电路达到对传导性电磁干扰的要求。如图4所示，在输入电压为230VAC的情况进行测试时，有相当大的富裕。上面的蓝色曲线和红色曲线分别是EN55022 B标准规定的电磁干扰峰值极限值和平均极限值，下面的曲线则是相应的峰值和平均值测试结果。

图4 在230V时的传导性电磁干扰

结论

对于工业应用系统中的辅助电源，StackFET 技术是一个经济有效的办法。在使用三相交流输入电压时，输入电压很高，设计人员可以运用这项技术，在设计中纳入开关集成电路，从而简化设计。(end)

文章内容仅供参考 (投稿) (11/19/2006)


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